ИМПУЛЬСНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА TL494 И IR2110
В основу большинства автомобильных и сетевых преобразователей
напряжения положен специализированный контроллер TL494 и поскольку
он главный, было бы не справедливо вкратце не рассказать о
принципе его работы.
Контрллер TL494 представляет из себя пластиковый
корпус DIP16 (есть варианты и в планарном корпусе, но в данных
конструкциях он не используется). Функциональная схема контроллера
приведена на рис.1.
Рисунок 1 - Структурная схема микросхемы TL494.
Как видно из рисунка у микросхемы TL494 очень развиты цепи управления, что позволяет на ее базе
строить преобразователи практически под любые требования, но вначале несколько слов о функциональных узлах
контроллера.
Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания.
Схема включается
при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля
запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные
транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ)
обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см
TI стр. 19-20), но на выходе такого "стабилизатора" напряжение будет сильно зависеть от тока
нагрузки.
Генератор
вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt
(вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0...+2.8В
для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).
Допустимы рабочие частоты
от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный
диапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно
без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания - в пределах
0.1% во всем допустимом диапазоне.
Для дистанционного выключения
генератора можно внешним
ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или - замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки
разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.
Вход контроля фазы покоя
(скважности) через компаратор
фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для
недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера -
время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила
на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем
напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших
частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.
Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого
старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход.
Входная цепь собрана на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает
в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На
TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).
Усилители ошибки
- фактически, операционные усилители
с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны
на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно
большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих
цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию pnp-входов диапазон входных напряжений - от -0.3В
до Vпитания-2В
При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить,
что выход усилителей - фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх)
он зарядит, а вниз - разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть
больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители
насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).
Усилители не предназначены для работы в пределах одного
такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком
медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В
реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.
Триггер и логика управления выходами
- При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе
DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений)
- разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль - выходы отключаются. Триггер с парафазным
выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по
ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 - подаются парафазно на каждый выход порознь.
Выходные транзисторы
- npn Дарлингтоны со встроенной тепловой
защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как
правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) - 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме
с общим эмиттером - чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе)
ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл - 1Вт.
Импульсные блоки питания постепенно вытесняют
своих традиционных сородичей и в звукотехнике, поскольку и
экономически и габаритно выглядят заметно привлекательней.
Тот же фактор, что импульсные блоки питания вносят свою не
малую лепку искажения усилителя, а именно появления дополнительных
призвуковуже теряет свою актуальность в основном по двух причинам
- современная элементная база позволяет конструировать преобразователи
с частотой преобразования значительно выше 40 кГц, следовательно
вносимые источником питания модуляции питания будут находиться
уже в ультразвуке. Кроме этого более высокую частоту по питанию
гораздо легче отфильтровать и использование двух Г-образных
LC фильтров по цепям питания уже достаточно сглаживают пульсации
на этих частотах.
Конечно же есть и ложка дегтя в этой бочке меда
- разница в цене между типовым источником питания для усилителя
мощности и импульсным становиться более заметной при увеличении
мощности этого блока, т.е. чем мощней блок питания, тем больше
он выгодней по отношению к своему типовому аналогу.
И это еще не все. Используя импульсные источники
питания необходимо придерживаться правил монтажа высокочастотных
устройств, а именно использование дополнительных экранов,
подачи на теплоотводы силовой части общего провода, а так
же правильной разводке земли и подключения экранирующих оплеток
и проводников.
После небольшого лирического отступления об
особеностях импульсных блоков питания для усилителей мощности
собсвенно принципиальная схема источника питания на 400Вт:
Рисунок 1. Принципиальная схема импульсного блока питания
для усилителей мощности до 400 Вт
УВЕЛИЧИТЬ В ХОРОШЕМ КАЧЕСТВЕ
Управляющим контроллером в данном блоке питания
служит TL494. Разумеется, что есть и более современные микросхемы
для выполнения этой задачи, однако мы используем именно этот
контроллер по двум причинам - его ОЧЕНЬ легко приобрести.
Довольно продолжительное время в изготавливаемых блоках питания использовались TL494 фирмы Texas Instruments
проблем по качеству обнаружено не было. Усилитель ошибки охвачен ООС,
позволяющей добиться довольно большого коф. стабилизации (отношение
резисторов R4 и R6).
После контроллера TL494 стоит полумостовой драйвер
IR2110, который собственно и управляет затворами силовых транзисторов.
Исполльзование драйвера позволило отказаться от согласующего
трансформатора, широко используемого в комьютерных блоках
питания. Драйвер IR2110 нагружен на затворы через ускоряющие
закрытие полевиков цепочки R24-VD4 и R25-VD5.
Силовые ключи VT2 и VT3 работают на первичную
обмотки силового трансформатора. Средняя точка, необходимая
для получения переменного напряжения в первичной обмотке трансформатора
формируется элементами R30-C26 и R31-C27.
Несколько слов об алгоритме работы импульсного блока питания на TL494:
В момент подачи сетевого напряжения 220 В емкости
фильтров первичного питания С15 и С16 заражаются через резисторы
R8 и R11, что не позволяет перегрузиться диолному мосту VD
током короткого замыканияполностью разряженных С15 и С16.
Одновременно происходит зарядка конденсаторов С1, С3, С6,
С19 через линейку резисторов R16, R18, R20 и R22, стабилизатор
7815 и резистор R21.
Как только величина напряжения на конденсаторе
С6 достигнет 12 В стабилитрон VD1 "пробивается"
и через него начинает течть ток заряжая конденсатор C18 и
как только на плюсовом выводе этого конденсатора будет достигнута
величина достаточная для открытия тиристора VS2 он откроется.
Это повлечет включение реле К1, которое своими кнтактами зашунтирует
токоограничивающие резисторы R8 и R11.Кроме этого открывшийся
тиристор VS2 откроет транзистор VT1 и на контроллер TL494
и полумостовой драйвер IR2110. Контроллер начнет режим мягкого
старта, длительность которого зависит от номиналов R7 и C13.
Во время мягкого старта длительность импульсов,
открывающих силовые транзисторы увеличиваются постепенно,
тем самым постепенно заряжая конденсаторы вторичного питания
и ограничивая ток через выпрямительные диоды. Длительность
увеличивается до тех пор, пока величина вторичного питания
не станет достаточной для открытия светодиода оптрона IC1.
Как только яркость светодиода оптрона станет достаточной для
открытия транзистора длительность импульсов перестанет увеличиваться
(рисунок 2).
Рисунок 2. Режим мягкого старта.
Тут следует отметить, что длительность мягкого
старта ограничена, поскольку проходящего через резисторы R16,
R18, R20, R22 тока не достаточно для питания контроллера TL494, драйвера IR2110 и включившейся обмотки рел - напряжение питания этих микросхем начнет
уменьшаться и вскоре уменьшиться до величины, при которой
TL494 перестанет вырабатывать импульсы управления. И именно
до этого момента режим мягкого старта должен быть окончен
и преобразователь должен выйти на нормальный режим работы,
поскольку основное питание контроллер TL494 и дрейвер IR2110
получают от силового трансформатора (VD9, VD10 - выпрямитель
со средней точкой, R23-C1-C3 - RC фильтр, IC3 - стабилизатор
на 15 В) и именно поэтому конденсаторы C1, C3, C6, C19 имеют
такие большие номиналы - они должны удерживать величину питания
контроллера до выхода его на обычный режим работы.
Стабилизацию выходного напряжения TL494 осуществляет
путем изменения длительности импульсов управления силовыми
транзисторами при неизменной частоте - Ш
иротно И
мпульсная М
одуляция
- ШИМ
. Это возможно лишь при условии,
когда величина вторичного напряжения силового трансформатора
выше требуемой на выходе стабилизатора минимум на 30%, но
не более 60%.
Рисунок 3. Принцип работы ШИМ стабилизатора.
При увеличении нагрузки выходное напряжение
начинает уменьшаться, светодиод оптрона IС1 начинает светиться
меньше, транзистор оптрона закрывается, уменьшая напряжение на усилителе ошибки и тем самым увеличивая
длительность импульсов управления до тех пор, пока действующее
напряжение не достигнет величины стабилизации (рисунок 3).
При уменьшении нагрузки напряжение начнет увеличиваться, светодиод
оптрона IC1 начнет светиться ярче, тем самым открывая транзистор
и уменьшая длительность управляющих импульсов до тех пор, пока
величина действующего значения выходного напряжения не уменьшиться
до стабилизируемой величины. Величину стабилизируемого напряжения
регулируют подстроечным резистором R26.
Следует отметить, что контроллером TL494 регулируется
не длительность каждого импульса в зависимости от выходного
напряжения, а лишь среднее значение, т.е. измерительная часть
имеет некотрую инерционость. Однако даже при установленных
конденсаторах во вторичном питании емкостью 2200 мкФ провалы
питания при пиковых кратковременных нагрузках не превышают
5 %, что вполне приемлемо для аппаратуры HI-FI класса. Мы
же обычно ставим конденсаторы во вторичном питании 4700 мкФ,
что дает уверенный запас на пиковые значения, а использование
дросселя групповой стабилизации позволяет контролировать все
4 выходных силовых напряжения.
Данный импульсный блок питания оснащен защитой
от перегрузки, измерительным элементом которой служит трансформатор
тока TV1. Как только ток достигнет критической величины открывается
тиристор VS1 и зашунитрует питание оконечного каскада контроллера.
Импульсы управления исчезают и блок питания переходит в дежурный
режим, в котором может находиться довольно долго, поскольку
тиристор VS2 продолжает оставаться открытым - тока протекающего
через резисторы R16, R18, R20 и R22 хватает для удержание
его в открытом состоянии. Как расчитать транформатор тока .
Для вывода блока питания из дежурного режима
необходимо нажать кнопку SA3, которая своим контактами зашунтирует
тиристор VS2, ток через него перестанет течь и он закроется.
Как только контакты SA3 разомкнуться транзистор VT1 закроется
тме самы снимая питания с контроллера и драйвера. Таким образом
схема управления перейдет в режим минимального потребления
- тиристор VS2 закрыт, следовательно реле К1 выключено, транзистор
VT1 закрыт, следовательно контроллер и драйвер обесточены.
Конденсаторы С1, С3, С6 и С19 начинают заряжаться и как только
напряжение достигнет 12 В откроется тиристор VS2 и произойдет
запуск импульсного блока питания.
При необходимости перевести блок питания в дежурный
режим можно воспользоваться кнопкой SA2, при нажатии на которую
будут соеденены база и эмиттер транзистора VT1. Транзистор
закроется и обесточит контроллер и драйвер. Импульсы управления
исчезнут, исчезнут и вторичные напряжения. Однако питание
не будет снято с реле К1 и повторного запука преобразователя
не произойдет.
Данная схемотехника позволяет собрать источники питания от 300-400 Вт до 2000Вт, разумеется, что некоторые элементы схемы придется заменить, поскольку по своим параметрам они просто не выдержат больших нагрузок.
При сборке более мощных вариантов следует обратить внимание на конденсаторы слаживающих фильтров первичного питания С15 и С16. Суммарная емкость этих конденсатоов должна быть пропорционалаьная мощности блока питания и соответствовать пропорции 1 Вт выходной мощности преобразователя напряжения соответствует 1 мкФ емкости конденсатора фильтра первичного питания. Другими словами, если мощность блока питания составляет 400 Вт, то должно использоваться 2 конденсатора по 220 мкФ, если мощность 1000 Вт, то необходимо устанавливать 2 конденсатора по 470 мкФ или два по 680 мкФ.
Данное требование имеет две цели. Во первых снижаются пульсации первичного напряжение питания, что облегчает стабилицацию выходного напряжения. Во вторых использование двух конденсаторов вместо одного облегчает работу самого конденсатора, поскольку электролитические конденсаторы серии ТК гораздо легче достать, а они не совсем предназначены для использования в высокочастотных блоках питания - слишком велико внутренне сопроивление и на больших частотах эти конденсаторы будут греться. Используя два штуки снижается внутреннее сопротивление, а возникающий нагрев делится уже между двумя конденсаторами.
При использовании в качестве силовых транзисторов IRF740, IRF840, STP10NK60 и им аналогичных (подробнее о наиболее часто используемых в сетевых преобразователях транзисторах смотри таблицу внизу страницы) от диодов VD4 и VD5 можно отказаться вообще, а номиналы резисторов R24 и R25 уменьшить до 22 Ом - мощности драйвера IR2110 вполне хватит для управления этими транзисторами. Если же собирается более мощный импульсный блок питания, то потребуются и более мощные транзисторы. Внимание следует обращать и на максимальный ток транзистора и на его мощность рассеивания - импульсные стабилизированные блоки питания весьма чувствительны к правильности поставлееного снабера и без него силовые транзисторы греются сильнее поскольку через установленные в транзисторах диоды начинают протекать токи образовавшиеся из за самоиндукции. Подробнее о выборе снабера .
Так же не малую лепту в нагрев вносит увеличивающееся без снабера время закрытия - транзистор дольше находится в линейном режиме.
Довольно часто забывают еще об одной особенности полевых транзисторов - с увеличением температуры их максимальный ток снижается, причем довольно сильно. Исходя из этого при выборе силовых транзисторов для импульсных блоков питания следует иметь минимум двухкратный запас по максимальному току для блоков питания усилителей мощности и трехкратный для устройств работающих на большую не меняющуюся нагрузку, например индукционную плавильню или декоративное освещение, запитку низковольтного электроинструмента.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1 (ДГС). Следует обратить внимание на направление обмоток данного дросселя. Количество витков должно быть пропорционально выходным напряжениям. Разумеется, что есть формулы для расчета данного моточного узла, однако опыт показал, что габаритная мощность сердечника для ДГС должна составлять 20-25% от габаритной мощности силового трансформатора. Мотать можно до заполнения окна примерно на 2/3, не забывая, что если выходные напряжения разные, то обмотка с более высоким напряжением должна быть пропорциоанально больше, например нужно два двуполярных напряжения, одно на ±35 В, а второе для питания сабвуфера с напряжением ±50 В.
Мотаем ДГС сразу в четыре провода до заполнения 2/3 окна считая витки. Диаметр расчитывается исходя из напряженности тока 3-4 А/мм2
. Допустим у нас получилось 22 витка, составляем пропорцию:
22 витка / 35 В = Х витков / 50 В.
Х витков = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 виток
Далее обрезам два провода для ±35 В и доматываем еще 9 витков для напряжения ±50.
ВНИМАНИЕ!
Помните, что качество стабилизации напрямую зависит от того как быстро будет изменяться напряжение к кторому подключен диод оптрона. Для улучшения коф стаилизации имеет смысл подключить дополнительную нагрузку к каждому напряжению в виде резисторов на 2 Вт и споротивлением 3,3 кОм. Нагрузочный резистор подключенный к напряжению, контролируемому оптроном должен быть меньше в 1,7...2,2 раза.
Моточные данные данные для сетевых импульсных
источников питания на ферритовых кольцах проницаемостью 2000НМ
сведены в таблицу 1.
МОТОЧНЫЕ ДАННЫЕ
ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
Однако марку феррита узнать получается далеко не всегда, особенно если это феррит от строчных трансформаторов телевизоров. Выйти из ситуации можно выяснив количество витков опытным путем. Более подробно об этов в видео:
Используя приведенную выше схемотехнику импульсного блока питания были разработаны и опробованы несколько подмодификаций, предназначенные для решени той или иной задачи на различные мощности. Чертежи печатных платах этих блоков питания приведены ниже.
Печатная плата для импульсного стабилизированного
блока питания мощностью до 1200...1500 Вт. Размер платы 269х130
mm. По сути это более усовершенствованный вариант предыдущей
печатной платы. Отличается наличием дросселя групповой стабилизации
позволяющим контролировать величену всех силовых напряжений,
а так же дополнительным LC фильтром. Имеет управление вентилятором
и защиту от перегрузки. Выходные напряжения состоят из двух
двуполярных силовых источника и одного двуполярного слаботочного,
предназначенного для питания предварительных каскадов.
Внешний вид печатной платы блока питания до 1500 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ LAY
Стабилизированный импульсный сетевой блок питания мощностью до 1500...1800 Вт может быть выполне на печатной плате размером 272х100 mm. Блок питания расчитан под силовой трансформатор выполненный на кольцах К45 и расположенный горизонтально. Имеет два силовых двуполярных источника, которые могут объединиться в один источник для питания усилителя с двухуровневым питанием и один двуполярный слаботочный, для предварительных каскадов.
Печатная плата импульсного блока питания до 1800 Вт. СКАЧАТЬ В ФОРМАТЕ
LAY
Этот блок питания может использоваться для питания от сети автомобильной аппаратуры большой мощности, например мощных автомобильных усилителей, автомобильных кондиционеров. Размеры платы 188х123. Используемые выпрямительные диоды Шотки паралеляться перемычками и выходной ток может достигать 120 А при напряжениии 14 В. Кроме этого блок питания может выдавать двуполярное напряжение с нагрузочной способностью до 1 А (больше не позволяют установленные интегральные стабилизаторы напряжения). Силовой трансформатор выполнен на кольца К45, фильтрующий дроссель силового напряжения на да двух кольцах К40х25х11. Встроена защита от перегрузки.
Внешний вид печатной платы блока питания для автомобильной
аппаратуры СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания до 2000 Вт вы полнены на двух платах размером 275х99, расположенных друг над другом. Напряжение контролируется по одному напряжению. Имеет защиту от перегрузки. В файле имеются насколько вариантов "второго этажа" для двух двуполярных напряжений, для двух однополярных напряжений, для напряжений необходимых для двух и трех уровневых напряжений. Силовой трансформатор расположен горизонтально и выполнен на кольцах К45.
Внешний вид "двухэтажного" блока питания СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Блок питания с двумя двуполярными напряжениями или одним для двухуровневого усилителя выполнен на плате размером 277х154. Имет дроссель групповой стабилизации, защиту от перегрузки. Силовой трансформатора на кольцах К45 и расположен горизонтально. Мощность до 2000 Вт.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Практически такой же блок питания, что и выше, но имеет одно двуполярное выходное напряжение.
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Импульсный блок питания имеет два силовых двуполярных стабилизированных напряжения и одно двуполярное слаботочное. Оснащен управлением вентилятора и зашитой от перегрузки. Имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фильтры. Мощность до 2000...2400 Вт. Плата имеет размеры 278х146 mm
Внешний вид печатной платы СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Печатная плата импульсного блока питания для усилителя мощности с двухуровневыми питанием размером 284х184 mm имеет дроссель групповой стабилизации и дополнительные LC фиьтры, защиту от перегрузки и управление вентилятором. Отличительной чертой является использование дискретных транзисторов для ускорения закрытия силовых транзисторов. Мощность до 2500...2800 Вт.
с двухуровневым
питанием СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Несколько измененный вариант предыдущей печатной платы с двумя двуполярными напряжениями. Размер 285х172. Мощность до 3000 Вт.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Мостовой сетевой импульсный блок питания мощностью до 4000...4500 Вт выполнен на печатной плате размером 269х198 mm Имеет два двуполярных силовых напряжения, управление вентилятором и защиту от перегрузки. Использует дроссель групповой стабилизации. Желательно использование выносных дополнительных Lфильтров вторичного питания.
Внешний вид печатной платы блока питания для усилителя СКАЧАТЬ
В ФОРМАТЕ LAY
Места под ферриты на платах гораздо больше, чем могло бы быть. Дело в том, что далеко не всегда быват необходитьмость уходить за пределы звукового диапазона. Поэтому и предусмотрены дополнительные площади на платах. На всякий случай небольшая подборка справочных данных по силовым транзисторам и ссылки, где бы их стал покупать я. Кстати сказать уже не единожды заказывал и TL494 и IR2110, и конечно же силовые транзисторы. Брал правда далеко не весь ассортимент, однако брака пока не попадалось.
ПОПУЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ ДЛЯ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ |
|||||||
НАИМЕН-НИЕ |
НАПРЯЖЕНИЕ |
МОЩНОСТЬ |
ЕМКОСТЬ |
Qg |
|||
[+] Дополнено файлами шкал и фотографиями.
Схема и описание переделок
Рис. 1
В качестве ШИМ-регулятора управления D1 используется микросхема типа TL494. Она выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, IR3M02 (SHARP, Япония), µА494 (FAIRCHILD, США), КА7500 (SAMSUNG, Корея), МВ3759 (FUJITSU, Япония) - и т.д. Все эти микросхемы являются аналогами микросхемы КР1114ЕУ4.
Перед модернизацией надо проверить ИБП на работоспособность, иначе ничего путного не выйдет.
Снимаем переключатель 115/230V и гнезда для подсоединения шнуров. На месте верхнего гнезда устанавливаем микроамперметр РА1 на 150 – 200 мкА от кассетных магнитофонов, родная шкала снята, вместо нее установлена самодельная шкала изготовленная с помощью программы FrontDesigner, файлы шкал прилагаются.
Место нижнего гнезда закрываем жестью и сверлим отверстия для резисторов R4 и R10. На задней панели корпуса устанавливаем клеммы Кл1 и Кл2. На плате ИБП оставляем провода идущие от шин GND и +12В, их мы припаяем к клеммам Кл1 и Кл2. Провод PS-ON (если он есть) соединяем на корпус (GND).
Металлическим резаком перерезаем дорожки на печатной плате ИБП идущие к выводам №№1, 2, 3, 4, 13, 14, 15, 16 микросхемы DA1 и подпаиваем детали согласно схеме (Рис. 1).
Все электролитические конденсаторы на шине +12В заменяем на 25-ти Вольтовые. Штатный вентилятор М1 подключаем через стабилизатор напряжения DA2.
При монтаже также надо учесть, что резисторы R12 и R13 в процессе работы блока нагреваются, их надо расположить поближе к вентилятору.
Правильно собранное, без ошибок, устройство запускается сразу. Изменяя сопротивление резистора R10, проверяем пределы регулировки выходного напряжения, примерно от 3 – 6 до 18 – 25 В (в зависимости от конкретного экземпляра). Подбираем последовательно с R10 постоянный резистор, ограничив верхний предел регулировки на нужном нам уровне (ну скажем 14 В). Подключаем к клеммам нагрузку (сопротивлением 2 – 3 Ома) и изменяя сопротивление резистора R4 регулируем ток в нагрузке.
Если на наклеечке ИБП было написано +12 V 8 A, то не следует пытаться снять с него 15 Ампер.
Итого
Вот и все можно закрывать крышу. Данное устройство можно использовать как лабораторный блок питания, так и зарядное устройство для аккумуляторов. В последнем случае резистором R10 надо выставить конечное напряжение для заряженного аккумулятора (например 14,2 В для автомобильного кислотного аккумулятора), подключить нагрузку и выставить резистором R4 ток зарядки. В случае зарядного устройства для автомобильных аккумуляторов резистор R10 можно заменить на постоянный.
В некоторых экземплярах наблюдалось журчание трансформатора, этот эффект удалось устранить подключением конденсатора на 0,1 мкФ с вывода №1 DА1 на корпус (GND) или подключением конденсатора на 10000 мкФ параллельно конденсатору С3.
Файлы
Шкалы на 8, 12, 16, 20А в FrontDesigner▼ 🕗 20/05/13 ⚖️ 7,3 Kb ⇣ 312
Импульсные блоки питания часто используются радиолюбителями в самодельных конструкциях. При сравнительно малых габаритах они могут обеспечить высокую выходную мощность. С применением импульсной схемы стало реально получить выходную мощность от нескольких сотен до нескольких тысяч Ватт. При этом размеры самого импульсного трансформатора не больше коробка из-под спичек.
Импульсные блоки питания - принцип работы и особенности
Основная особенность импульсных БП в повышенной рабочей частоте, которая в сотни раз больше сетевой частоты 50 Гц. При высоких частотах с минимальными количествами витков в обмотках, можно получить большое напряжение. К примеру, для получения 12 Вольт выходного напряжении при токе 1 Ампер (в случае сетевого трансформатора), нужно намотать 5 витков проводом сечением примерно 0,6–0,7 мм.
Если говорить об импульсном трансформаторе, задающая схема которого, работает на частоте 65 кГц, то для получения 12 Вольт с током 1А, достаточно намотать всего 3 витка проводом 0,25–0,3 мм. Именно поэтому многие производители электроники используют именно импульсный блок питания.
Однако, несмотря на то, что такие блоки гораздо дешевле, компактнее, обладают большой мощностью и малым весом, они имеют электронную начинку, следовательно - менее надежны, если сравнить с сетевым трансформатором. Доказать их ненадежность очень просто - возьмите любой импульсный блок питания без защиты и замкните выходные клеммы. В лучшем случае блок выйдет из строя, в худшем - взорвется и никакой предохранитель не спасет блок.
Практика показывает, что предохранитель в импульсном блоке питания сгорает в самую последнюю очередь, первым делом вылетают силовые ключи и задающий генератор, затем поочередно все части схемы.
Импульсные БП имеют ряд защит как на входе, так и на выходе, но и они спасают не всегда. Для того, чтобы ограничить бросок тока при запуске схемы - почти во всех ИИП с мощностью более 50 Ватт используют термистор, который стоит на входе схем.
Давайте сейчас рассмотрим ТОП-3 лучших схем импульсных блоков питания, которые можно собрать своими руками.
Простой импульсный блок питания своими руками
Рассмотрим, как сделать самый простой миниатюрный импульсный блок питания. Создать прибор по представленной схеме сможет любой начинающий радиолюбитель. Он не только компактный, но и работает в широком диапазоне питающих напряжений.
Самодельный импульсный блок питания обладает относительно небольшой мощностью, в пределах 2-х Ватт, зато он буквально неубиваемый, не боится даже долговремнных коротких замыканий.
Схема простого импульсного блока питания
Блок питания представляет собой маломощный импульсный источник питания автогенераторного типа, собранный всего на одном транзисторе. Автогенератор запитывается от сети через токоограничительный резистор R1 и однополупериодный выпрямитель в виде диода VD1.
Трансформатор простого импульсного блока питания
Импульсный трансформатор имеет три обмотки, коллекторная или первичная, базовая обмотка и вторичная.
Важным моментом является намотка трансформатора - и на печатной плате, и на схеме указаны начала обмоток, потому проблем возникнуть не должно. Количество витков обмоток мы позаимствовали от трансформатора для зарядки сотовых телефонов, так как схематика почти та же, количество обмоток то же.
Первой мотаем первичную обмотку, которая состоит из 200 витков, сечение провода от 0,08 до 0,1 мм. Затем ставим изоляцию и таким же проводом мотаем базовую обмотку, которая содержит от 5 до 10 витков.
Поверх мотаем выходную обмотку, количество ее витков зависит от того, какое напряжение нужно. В среднем получается около 1 Вольта на один виток.
Видео о тестировании данного блока питания:
Стабилизированный импульсный блок питания на SG3525 своими руками
Рассмотрим пошагово, как сделать стабилизированный блок питания на микросхеме SG3525. Сразу поговорим о достоинствах данной схемы. Первое, самое важное - это стабилизация выходного напряжения. Также тут есть софт старт, защита от короткого замыкания и самозапит.
Для начала давайте рассмотрим схему устройства.
Новички сразу же обратят внимание на 2 трансформатора. В схеме один из них силовой, а второй - для гальванической развязки.
Не стоит думать, что из-за этого схема усложнится. Наоборот все становится проще, безопаснее и дешевле. К примеру, если ставить на выходе микросхемы драйвер, то для нее нужна обвязка.
Смотрим дальше. В данной схеме реализован микростарт и самозапит.
Это очень продуктивное решение, оно позволяет избавиться от потребности в дежурном блоке питания. И действительно, делать блок питания для блока питания не очень хорошая идея, а такое решение просто идеально.
Работает всё следующим образом: от постоянки заряжается конденсатор и когда его напряжение превысит заданный уровень, открывается данный блок и разряжает конденсатор на схему.
Его энергии вполне достаточно для запуска микросхемы, а как только она запустилась, напряжение со вторичной обмотки начало питать саму микросхему. Также к микростарту необходимо добавить вот этот резистор по выходу, он служит нагрузкой.
Без этого резистора блок не запустится. Данный резистор для каждого напряжения свой и его необходимо рассчитать из таких соображений, что при номинальном выходном напряжении на нем рассеивался 1 Вт мощности.
Считаем сопротивление резистора:
R = U в квадрате/P
R = 24 в квадрате/1
R = 576/1 = 560 Ом.
Также на схеме есть софт старт. Реализован он с помощью вот этого конденсатора.
И защита по току, которая в случае короткого замыкания начнет сокращать ширину ШИМ.
Частота данного блока питания изменяется с помощью вот этого резистора и кондёра.
Теперь поговорим о самом важном - стабилизации выходного напряжения. За нее отвечают вот эти элементы:
Как видим здесь установлены 2 стабилитрона. С их помощью можно получить любое напряжение на выходе.
Расчет стабилизации напряжения:
U вых = 2 + U стаб1 + U стаб2
U вых = 2 + 11 + 11 = 24В
Возможна погрешность +- 0.5 В.
Чтобы стабилизация работала корректно нужен запас по напряжению в трансформаторе, иначе при уменьшении входного напряжения микросхема попросту не сможет выдать нужного напряжения. Поэтому при расчете трансформатора следует нажать на вот эту кнопку и программа автоматом добавит вам напряжения на вторичной обмотке для запаса.
Теперь можно перейти к рассмотрению печатной платы. Как видим, тут все довольно таки компактно. Также видим место под трансформатор, он тороидальный. Без особых проблем его можно заменить на Ш-образный.
Оптрон и стабилитроны расположены возле микросхемы, а не на выходе.
Ну некуда их было поставить на выход. Если не нравится, сделайте свою разводку печатной платы.
Вы можете спросить, почему бы не увеличить плату и не сделать все нормально? Ответ следующий: сделано это с тем расчетом, чтобы дешевле было заказать плату на производстве, так как платы размером больше 100 кв. мм стоят гораздо дороже.
Ну а теперь настало время собрать схему. Тут все стандартно. Запаиваем без особых проблем. Наматываем трансформатор и устанавливаем.
Проверяем напряжение на выходе. Если оно присутствует, то уже можно включать в сеть.
Для начала проверим выходное напряжение. Как видим блок рассчитан на напряжение 24В, но получилось чуть меньше из-за разброса стабилитронов.
Такая погрешность не критична.
Теперь давайте проверим самое главное - стабилизацию. Для этого возьмем лампу на 24В, мощностью 100Вт и подключим ее в нагрузку.
Как видим, напряжение не просело и блок выдержал без проблем. Можно нагрузить еще сильнее.
Видео о данном импульсном блоке питания:
Мы рассмотрели ТОП-3 лучших схем импульсных блоков питания. На их основе можно собрать простой БП, приборы на TL494 и SG3525. Пошаговые фото и видео помогут вам разобраться во всех вопросах по монтажу.
Этот проект является одним из самых долгих, который делал. Заказал блок питания один человек для усилителя мощности.
Ранее никогда не довелось делать такие мощные импульсники стабилизированного типа, хотя опыт в сборке ИИП
довольно большой. Проблем во время сборки было много. Изначально хочу сказать, что схема часто встречается в сети, а если точнее, то на сайте интервалка, но.... схема изначально не идеальна, с ошибками и скорее всего ничего не заработает, если собрать точно по схеме с сайта.
В частности изменил схему подключения генератора, взял схему с даташита. Переделал узел питания управляющей цепи, вместо параллельно соединенных 2-х ваттных резисторов, задействовал отдельный ИИП 15 Вольт 2 Ампер, что дало возможность избавиться от многих хлопот.
Заменил некоторые компоненты под свои удобства и все запустил по частям, настроив каждый узел отдельно.
Несколько слов о конструкции блока питания. Это мощный импульсный сетевой блок питания по мостовой топологии, имеет стабилизацию выходного напряжения, защиту от кз и перегруза, все эти функции подлежат регулировке.
Мощность в моем случае 2000 ватт, но схема без проблем позволит снять до 4000 ватт, если заменить ключи, мост и напичкать электролитов на 4000 мкФ. На счет электролитов - емкость подбирается исходя из расчета 1 ватт - 1мкФ.
Диодный мост - 30 Ампер 1000 Вольт - готовая сборка, имеет свой отдельный обдув (кулер)
Сетевой предохранитель 25-30 Ампер.
Транзисторы - IRFP460
, старайтесь подобрать транзисторы с напряжением 450-700 Вольт, с наименьшей емкостью затвора и с наименьшим сопротивлением открытого канала ключа. В моем случае эти ключи были единственным вариантом, хотя в мостовой схеме обеспечить заданную мощность они могут. Устанавливаются на общий теплоотвод, обязательно нужно изолировать их друг от друга, теплоотвод нуждается в интенсивном охлаждении.
Реле режима плавного пуска - 30 Ампер с катушкой 12 Вольт. Изначально, когда блок подключается в сеть 220 Вольт пусковой ток на столь велик, что может спалить мост и еще много чего, поэтому режим плавного пуска для блоков питания такого ранга необходим. При подключении в сеть через ограничительный резистор (цепочка последовательно соединенных резисторов 3х22Ом 5 Ватт в моем случае) заряжаются электролиты. Когда напряжение на них достаточно велико, срабатывает блок питания управляющей цепи (15 Вольт 2 Ампер), который и замыкает реле и через последний подается основное (силовое) питание на схему.
Трансформатор - в моем случае на 4-х кольцах 45х28х8 2000НМ, сердечник не критичен и все, что с ним связано придется рассчитать по специализированным программам, тоже самое с выходными дросселями групповой стабилизации.
Мой блок имеет 3 обмотки, все они обеспечивают двухполярное напряжение. Первая (основная, силовая) обмотка на +/-45 Вольт с током 20 Ампер - для запитки основных выходных каскадов (усилителя по току) УМЗЧ, вторая +/-55 вольт 1,5Ампер - для запитки дифф каскадов усилителя, третья +/-15 для запитки блока фильтров.
Генератор построен на TL494
, настроен на частоту 80 кГц, дальше драйвера IR2110
для управления ключей.
Трансформатор тока намотан на кольце 2000НМ 20х12х6 - вторичная обмотка намотана проводом МГТФ 0,3мм и состоит из 2х45витковв.
В выходной части все стандартно, в качестве выпрямителя для основной силовой обмотки задействован мост из диодов KD2997 - с током 30 ампер. Мостом для обмотки 55 вольт стоят диоды UF5408, а для маломощной обмотки 15 Вольт - UF4007. Использовать только быстрые или ультрабыстрые диоды, хотя и можно обычные импульсные диоды с обратным напряжением не менее 150-200 Вольт (напряжение и ток диодов зависит от параметров обмотки).
Конденсаторы после выпрямителя стоят на 100 Вольт (с запасом), емкость 1000мкФ, но разумеется на самой плате усилителей будут еще.
Устранение неполадок начальной схемы.
Приводить свою схему не буду, поскольку она мало чем отличается от указанной. Скажу только, что в схеме 15 вывод ТЛ отцепляем от 16 и припаиваем к 13/14 выводам. Дальше убираем резисторы R16/19/20/22 2 ватт, и питаем узел управления отдельным блоком питания 16-18 Вольт 1-2 ампер.
Резистор R29 заменяем на 6,8-10кОм. Исключаем из схемы кнопки SA3/SA4 (ни в коем случае не замкнуть их! будет бум!). R8/R9 заменяем - при первом же подключении они выгорят, поэтому заменяем на резистор 5 ватт 47-68Ом, можно использовать несколько последовательно соединенных резисторов с указанной мощностью.
R42 - заменяем на стабилитрон с нужным напряжением стабилизации. Все переменные резисторы в схеме очень советую использовать многооборотного типа, для наиболее точной настройки.
Минимальная грань стабилизации напряжения 18-25 Вольт, дальше уже пойдет срыв генерации.
СТАТЬЯ ПОДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВЕ КНИГИ А. В. ГОЛОВКОВА и В. Б ЛЮБИЦКОГО "БЛОКИ ПИТАНИЯ ДЛЯ СИСТЕМНЫХ МОДУЛЕЙ ТИПА IBM PC-XT/AT" ИЗДАТЕЛЬСТВА «ЛАД и Н» Москва 1995 скачанной в электронном виде из интернета
УПРАВЛЯЮЩАЯ МИКРОСХЕМА TL494
В современных ИБП для формирования управляющего напряжения
переключения мощных транзисторов преобразователя обычно используются
специализированные интегральные микросхемы (ИМС).
Идеальная управляющая ИМС для обеспечения нормальной
работы ИБП в режиме ШИМ должна удовлетворять большинству из
перечисленных ниже условий:
рабочее напряжение не выше 40В;
наличие высокостабильного термостабилизи-рованного
источника опорного напряжения;
наличие генератора пилообразного напряже-
обеспечение возможности синхронизации внешним
сигналом программируемого плавного запуска;
наличие усилителя сигнала рассогласования
с высоким синфазным напряжением;
наличие ШИМ-компаратора;
наличие импульсного управляемого триггера;
наличие двухканального предоконечного каскада
с защитой от КЗ;
наличие логики подавления двойного импульса;
наличие средств коррекции симметрии выходных
напряжений;
наличие токоограничения в широком диапазоне
синфазных напряжений, а также токоограничения в каждом периоде
с отключением в аварийном режиме;
наличие автоматического управления с прямой
передачей;
обеспечение отключения при понижении напряжения
питания;
обеспечение защиты от перенапряжений;
обеспечение совместимости с ТТЛ/КМОП логикой;
обеспечение дистанционного включения и отключения.
Рисунок 11. Управляющая микросхема TL494 и ее цоколевка.
В качестве схемы управления для рассматриваемого класса ИБП в подавляющем большинстве случаев используется микросхема типа TL494CN, выпускаемая фирмой TEXAS INSTRUMENT (США) (рис.11). Она реализует большинство из перечисленных выше функций и выпускается рядом зарубежных фирм под разными наименованиями. Например, фирма SHARP (Япония) выпускает микросхему IR3M02, фирма FAIRCHILD (США) - UA494, фирма SAMSUNG (Корея) - КА7500, фирма FUJITSU (Япония) - МВ3759 и т.д. Все эти микросхемы являются полными аналогами отечественной микросхемы КР1114ЕУ4. Рассмотрим подробно устройство и работу этой управляющей микросхемы. Она специально разработана для управления силовой частью ИБП и содержит в своем составе (рис.12):
Рисунок 12. Функциональная схема ИМС TL494
Генератор пилообразного напряжения DA6; частота ГПН определяется
номиналами резистора и конденсатора, подключенных к 5-му и
6-му выводам, и в рассматриваемом классе БП выбирается равной
примерно 60 кГц;
источник опорного стабилизированного напряжения
DA5 (Uref=+5,OB) с внешним выходом (вывод 14);
компаратор "мертвой зоны" DA1;
компаратор ШИМ DA2;
усилитель ошибки по напряжению DA3;
усилитель ошибки по сигналу ограничения тока
DA4;
два выходных транзистора VT1 и VT2 с открытыми
коллекторами и эмиттерами;
динамический двухтактный D-триггер в режиме
деления частоты на 2 - DD2;
вспомогательные логические элементы DD1 (2-ИЛИ),
DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7
(НЕ);
источник постоянного напряжения с номиналом
0,1BDA7;
источник постоянного тока с номиналом 0,7мА
DA8.
Схема управления будет запускаться, т.е. на
8 и 11 выводах появятся последовательности импульсов в том
случае, если на вывод 12 подать любое питающее напряжение,
уровень которого находится в диапазоне от +7 до +40 В. Всю
совокупность функциональных узлов, входящих в состав ИМС TL494,
можно условно разбить на цифровую и аналоговую часть (цифровой
и аналоговый тракты прохождения сигналов). К аналоговой части
относятся усилители ошибок DA3, DA4, компараторы DA1, DA2,
генератор пилообразного напряжения DA6, а также вспомогательные
источники DA5, DA7, DA8. Все остальные элементы, в том числе
и выходные транзисторы, образуют цифровую часть (цифровой
тракт).
Рисунок 13. Работа ИМС TL494 в номинальном режиме: U3, U4, U5 - напряжения на выводах 3, 4, 5.
Рассмотрим в начале работу цифрового тракта. Временные диаграммы,
поясняющие работу микросхемы, приведены на рис. 13. Из временных
диаграмм видно, что моменты появления выходных управляющих
импульсов микросхемы, а также их длительность (диаграммы 12
и 13) определяются состоянием выхода логического элемента
DD1 (диаграмма 5). Остальная "логика" выполняет
лишь вспомогательную функцию разделения выходных импульсов
DD1 на два канала. При этом длительность выходных импульсов
микросхемы определяется длительностью открытого состояния
ее выходных транзисторов VT1, VT2. Так как оба эти транзистора
имеют открытые коллекторы и эмиттеры, то возможно двоякое
их подключение. При включении по схеме с общим эмиттером выходные
импульсы снимаются с внешних коллекторных нагрузок транзисторов
(с выводов 8 и 11 микросхемы), а сами импульсы направлены
выбросами вниз от положительного уровня (передние фронты импульсов
отрицательны). Эмиттеры транзисторов (выводы 9 и 10 микросхемы)
в этом случае, как правило, заземляются. При включении по
схеме с общим коллектором внешние нагрузки подключаются к
эмиттерам транзисторов и выходные импульсы, направленные в
этом случае выбросами вверх (передние фронты импульсов положительны),
снимаются с эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторы этих
транзисторов подключаются к шине питания управляющей микросхемы
(Upom).
Выходные импульсы остальных функциональных узлов,
входящих в состав цифровой части микросхемы TL494, направлены
выбросами вверх, независимо от схемы включения микросхемы.
Триггер DD2 является двухтактным динамическим
D-триггером. Принцип его работы заключается в следующем. По
переднему (положительному) фронту выходного импульса элемента
DD1 состояние входа D триггера DD2 записывается во внутренний
регистр. Физически это означает, что переключается первый
из двух триггеров, входя щих в состав DD2. Когда импульс на
выходе элемента DD1 заканчивается, то по заднему (отрицательному)
фронту этого импульса переключается второй триггер в составе
DD2, и состояние выходов DD2 меняется (на выходе Q появляется
информация, считанная со входа D). Это исключает возможность
появления отпирающего импульса на базе каждого из транзисторов
VT1, VT2 дважды в течение одного периода. Действительно, пока
уровень импульса на входе С триггера DD2 не изменился, состояние
его выходов не изменится. Поэтому импульс передается на выход
микросхемы по одному из каналов, например верхнему (DD3, DD5,
VT1). Когда импульс на входе С заканчивается, триггер DD2
переключается, запирает верхний и отпирает нижний канал (DD4,
DD6, VT2). Поэтому следующий импульс, поступающий на вход
С и входы DD5, DD6 будет передаваться на выход микросхемы
по нижнему каналу. Таким образом каждый из выходных импульсов
элемента DD1 своим отрицательным фронтом переключает триггер
DD2 и этим меняет канал прохождения следующего импульса. Поэтому
в справочном материале на управляющую микросхему указывается,
что архитектура микросхемы обеспечивает подавление двойного
импульса, т.е. исключает появление двух отпирающих импульсов
на базе одного и того же транзистора за период.
Рассмотрим подробно один период работы цифрового
тракта микросхемы.
Появление отпирающего импульса на базе выходного
транзистора верхнего (VT1) либо нижнего (VT2) канала определяется
логикой работы элементов DD5, DD6 ("2ИЛИ-НЕ") и
состоянием элементов DD3, DD4 ("2-И"), которое,
в свою очередь, определяется состоянием триггера DD2.
Логика работы элемента 2-ИЛИ-НЕ, как известно,
заключается в том, что на выходе такого элемента появляется
напряжение высокого уровня (логическая 1) в том лишь единственном
случае, если на обоих его входах присутствуют низкие уровни
напряжений (логические 0). При остальных возможных комбинациях
входных сигналов на выходе элемента 2 ИЛИ-НЕ присутствует
низкий уровень напряжения (логический 0). Поэтому если на
выходе Q триггера DD2 присутствует логическая 1 (момент ti
диаграммы 5 рис.13), а на выходе /Q - логический 0, то на
обоих входах элемента DD3 (2И) окажутся логические 1 и, следовательно,
логическая 1 появится на выходе DD3, а значит и на одном из
входов элемента DD5 (2ИЛИ-НЕ) верхнего канала. Следовательно,
независимо от уровня сигнала, поступающего на второй вход
этого элемента с выхода элемента DD1, состоянием выхода DD5
будет логический О, и транзистор VT1 останется в закрытом
состоянии. Состоянием же выхода элемента DD4 будет логический
0, т.к. логический 0 присутствует на одном из входов DD4,
поступая туда с выхода /Q триггера DD2. Логический 0 с выхода
элемента DD4 поступает на один из входов элемента DD6 и обеспечивает
возможность прохождения импульса через нижний канал. Этот
импульс положительной полярности (логическая 1) появится на
выходе DD6, а значит и на базе VT2 на время паузы между выходными
импульсами элемента DD1 (т.е. на время, когда на выходе DD1
присутствует логический 0 - интервал trt2 диаграммы 5 рис.13).
Поэтому транзисгор VT2 открывается и на его коллекторе появляется
импульс выбросом вниз от положительного уровня (в случае включения
по схеме с общим эмиттером).
Начало следующего выходного импульса элемента
DD1 (момент t2 диаграммы 5 рис.13) не изменит состояния элементов
цифрового тракта микросхемы, за исключением элемента DD6,
на выходе которого появится логический 0, и поэтому транзистор
VT2 закроется. Завершение выходного импульса DD1 (момент ta)
обусловит изменение состояния выходов триггера DD2 на противоположное
(логический 0 - на выходе Q, логическая 1 - на выходе /Q).
Поэтому поменяется состояние выходов элементов DD3, DD4 (на
выходе DD3 - логический 0, на выходе DD4 - логическая 1).
Начавшаяся в момент!3 пауза на выходе элемента DD1 обусловит
возможность открывания транзистора VT1 верхнего канала. Логический
0 на выходе элемента DD3 "подтвердит" эту возможность,
превращая ее в реальное появление отпирающего импульса на
базе транзистора VT1. Этот импульс длится до момента U, после
чего VT1 закрывается, и процессы повторяются.
Таким образом основная идея работы цифрового
тракта микросхемы заключается в том, что длительность выходного
импульса на выводах 8 и 11 (либо на выводах 9 и 10) определяется
длительностью паузы между выходными импульсами элемента DD1.
Элементы DD3, DD4 определяют канал прохождения импульса по
сигналу низкого уровня, появление которого чередуется на выходах
Q и /Q триггера DD2, управляемого тем же элементом DD1. Элементы
DD5, DD6 представляют собой схемы совпадения по низкому уровню.
Для полноты описания функциональных возможностей
микросхемы следует отметить еще одну важную ее особенность.
Как видно из функциональной схемы рисунке входы элементов
DD3, DD4 объединены и выведены на вывод 13 микросхемы. Поэтому
если на вывод 13 подана логическая 1, то элементы DD3, DD4
будут работать как повторители информации с выходов Q и /Q
триггера DD2. При этом элементы DD5, DD6 и транзисторы VT1,
VT2 будут переключаться со сдвигом по фазе на половину периода,
обеспечивая работу силовой части ИБП, построенной по двухтактной
полумостовой схеме. Если на вывод 13 будет подан логический
0, то элементы DD3, DD4 будут заблокированы, т.е. состояние
выходов этих элементов не будет изменяться (постоянный логический
0). Поэтому выходные импульсы элемента DD1 будут воздействовать
на элементы DD5, DD6 одинаково. Элементы DD5, DD6, а значит
и выходные транзисторы VT1, VT2, будут переключаться без сдвига
по фазе (одновременно). Такой режим работы управляющей микросхемы
используется в случае, если силовая часть ИБП выполнена по
однотактной схеме. Коллекторы и эмиттеры обоих выходных транзисторов
микросхемы в этом случае объединяются с целью умощнения.
В качестве "жесткой" логической единицы
в двухтактных схемах используется выходное напряжение
внутреннего источника микросхемы Uref (вывод
13 микросхемы объединяется с выводом 14).
Теперь рассмотрим работу аналогового тракта
микросхемы.
Состояние выхода DD1 определяется выходным сигналом
компаратора ШИМ DA2 (диаграмма 4), поступающим на один из
входов DD1. Выходной сигнал компаратора DA1 (диаграмма 2),
поступающий на второй вход DD1, не влияет в нормальном режиме
работы на состояние выхода DD1, которое определяется более
широкими выходными импульсами ШИМ - компаратора DA2.
Кроме того, из диаграмм рис.13 видно, что при
изменениях уровня напряжения на неинвертирующем входе ШИМ
компаратора (диаграмма 3) ширина выходных импульсов микросхемы
(диаграммы 12, 13) будет пропорционально изменяться. В нормальном
режиме работы уровень напряжения на неинвертирующем входе
компаратора ШИМ DA2 определяется только выходным напряжением
усилителя ошибки DA3 (т.к. оно превышает выходное напряжение
усилителя DA4), которое зависит от уровня сигнала обратной
связи на его неинвертирующем входе (вывод 1 микросхемы). Поэтому
при подаче сигнала обратной связи на вывод 1 микросхемы ширина
выходных управляющих импульсов будет изменяться пропорционально
изменению уровня этого сигнала обратной связи, который, в
свою очередь, изменяется пропорционально изменениям уровня
выходного напряжения ИБП, т.к. обратная связь заводится именно
оттуда.
Промежутки времени между выходными импульсами
на выводах 8 и 11 микросхемы, когда оба выходных транзистора
VT1 и VT2 ее закрыты, называются "мертвыми зонами".
Компаратор DA1 называется компаратором "мертвой
зоны", т.к. он определяет минимально возможную ее длительность.
Поясним это подробнее.
Из временных диаграмм рис.13 следует, что если
ширина выходных импульсов ШИМ-компа-ратора DA2 будет в силу
каких-либо причин уменьшаться, то начиная с некоторой ширины
этих импульсов выходные импульсы компаратора DA1 станут шире
выходных импульсов ШИМ-компаратора DA2 и начнут определять
состояние выхода логического элемента DD1, а значит и. ширину
выходных импульсов микросхемы. Другими словами, компаратор
DA1 ограничивает ширину выходных импульсов микросхемы на некотором
максимальном уровне. Уровень ограничения определяется потенциалом
на неинвенти-рующем входе компаратора DA1 (вывод 4 микросхемы)
в установившемся режиме. Однако, с другой стороны, потенциал
на выводе 4 будет определять диапазон широтной регулировки
выходных импульсов микросхемы. При увеличении потенциала на
выводе 4 этот диапазон сужается. Самый широкий диапазон регулировки
получается тогда, когда потенциал на выводе 4 равен 0.
Однако в этом случае появляется опасность, связанная
с тем, что ширина "мертвой зоны" может стать равной
0 (например, в случае значительного возрастания потребляемого
от ИБП тока). Это означает, что управляющие импульсы на выводах
8 и 11 микросхемы будут следовать непосредственно друг за
другом. Поэтому может возникнуть ситуация, известная под названием
"пробой по стойке". Она объясняется инерционностью
силовых транзисторов инвертора, которые не могут открываться
и закрываться мгновенно. Поэтому, если одновременно на базу
открытого до этого транзистора подать запирающий сигнал, а
на базу закрытого транзистора - отпирающий (т.е. с нулевой
"мертвой зоной"), то получится ситуация, когда один
транзистор еще не закрылся, а другой уже открыт. Тогда и возникает
пробой по транзисторной стойке полумоста, который заключается
в протекании сквозного тока через оба транзистора. Ток этот,
как видно из схемы рис. 5, минует первичную обмотку силового
трансформатора и практически ничем не ограничен. Защита по
току в этом случае не работает, т.к. ток не протекает через
токовый датчик (на схеме не показан; конструкция и принцип
действия применяемых токовых датчиков будут подробно рассмотрены
в последующих разделах), а значит, этот датчик не может выдать
сигнал на схему управления. Поэтому сквозной ток достигает
очень большой величины за очень короткий промежуток времени.
Это приводит к резкому возрастанию выделяющейся на обоих силовых
транзисторах мощности и практически мгновенному выходу их
из строя (как правило, пробой). Кроме того, броском сквозного
тока могут быть выведены из строя диоды силового выпрямительного
моста. Процесс этот заканчивается перегоранием сетевого предохранителя,
который из-за своей инерционности не успевает защитить элементы
схемы, а лишь защищает от перегрузки первичную сеть.
Поэтому управляющее напряжение; подаваемое на
базы силовых транзисторов должно быть сформировано таким образом,
чтобы сначала надежно закрывался бы один из этих транзисторов,
а уже потом открывался бы другой. Другими словами, между управляющими
импульсами, подаваемыми на базы силовых транзисторов обязательно
должен быть временной сдвиг, не равный нулю ("мертвая
зона"). Минимальная допустимая длительность "мертвой
зоны" определяется инерционностью применяемых в качестве
силовых ключей транзисторов.
Архитектура микросхемы позволяет регулировать
величину минимальной длительности "мертвой зоны"
с помощью потенциала на выводе 4 микросхемы. Потенциал этот
задается с помощью внешнего делителя, подключаемого к шине
выходного напряжения внутреннего опорного источника микросхемы
Uref.
В некоторых вариантах ИБП такой делитель отсутствует.
Это означает, что после завершения процесса плавного пуска
(см. ниже) потенциал на выводе 4 микросхемы становится равным
0. В этих случаях минимально возможная длительность "мертвой
зоны" все же не станет равной 0, а будет определяться
внутренним источником напряжения DA7 (0,1В), который подключен
к неинвертирующему входу компаратора DA1 своим положительным
полюсом, и к выводу 4 микросхемы - отрицательным. Таким образом,
благодаря включению этого источника ширина выходного импульса
компаратора DA1, а значит и ширина "мертвой зоны",
ни при каких условиях не может стать равной 0, а значит "пробой
по стойке" будет принципиально невозможен. Другими словами,
в архитектуру микросхемы заложено ограничение максимальной
длительности ее выходного импульса (минимальной длительности
"мертвой зоны"). Если имеется делитель, подключенный
к выводу 4 микросхемы, то после плавного пуска потенциал этого
вывода не равен 0, поэтому ширина выходных импульсов компаратора
DA1 определяется не только внутренним источником DA7, но и
остаточным (после завершения процесса плавного запуска) потенциалом
на выводе 4. Однако при этом, как было сказано выше, сужается
динамический диапазон широтной регулировки ШИМ компаратора
DA2.
СХЕМА ПУСКА
Схема пуска предназначена для получения напряжения, которым
можно было бы запитать управляющую микросхему с целью ее запуска
после включения ИВП в питающую сеть. Поэтому под пуском подразумевается
запуск в работу в первую очередь управляющей микросхемы, без
нормального функционирования которой невозможна работа силовой
части и всей схемы ИБП в целом.
Схема пуска может быть построена двумя различными
способами:
с самовозбуждением;
с принудительным возбуждением.
Схема с самовозбуждением используется, например,
в ИБП GT-150W (рис.14). Выпрямленное напряжение сети Uep подается
на резистивный делитель R5, R3, R6, R4, являющийся базовым
для обоих силовых ключевых транзисторов Q1, Q2. Поэтому через
транзисторы под воздействием суммарного напряжения на конденсаторах
С5, С6 (Uep) начинает протекать базовый ток по цепи (+)С5
- R5 - R7 - 6-э Q1 - R6 - R8 - 6-э Q2 - "общий провод"первичной
стороны - (-)С6.
Оба транзистора приоткрываются этим током. В
результате через участки кол лектор-эмиттер обоих транзисторов
начинают протекать токи взаимно противоположных направлений
по цепям:
через Q1: (+)С5 - шина +310 В - к-э Q1 - 5-6
Т1 -1-2 Т2-С9- (-)С5.
через Q2: (+)С6 - С9 - 2-1 Т2 - 6-5 Т1 - к-э
Q2 -"общий провод"первичной стороны - (-)С6.
Рисунок 14. Схема запуска с самовозбуждением
ИБП GT-150W.
Если бы оба тока, протекающие через дополнительные (пусковые)
витки 5-6 Т1 в противоположных направлениях, были бы равны,
то результирующий ток был бы равен 0, и схема не смогла бы
запуститься.
Однако в силу технологического разброса коэффициентов
усиления по току транзисторов Q1, Q2 всегда какой-либо один
из этих токов больше другого, т.к. транзисторы приоткрыты
в разной степени. Поэтому результирующий ток через витки 5-6
Т1 не равен 0 и имеет то или иное направление. Допустим, что
преобладает ток через транзистор Q1 (то есть Q1 приоткрыт
в большей степени, чем Q2) и, следовательно, ток протекает
в направлении от вывода 5 к выводу 6 Т1. Дальнейшие рассуждения
основываются на этом допущении.
Однако, справедливости ради нужно отметить,
что преобладающим может оказаться и ток через транзистор Q2,
и тогда все далее описываемые процессы будут относиться к
транзистору Q2.
Протекание тока через витки 5-6 Т1 вызывает
появление ЭДС взаимоиндукции на всех обмотках управляющего
трансформатора Т1. При этом (+)ЭДС возникает на выводе 4 относительно
вывода 5 и в базу Q1 под воздействием этой ЭДС течет дополнительно
приоткрывающий его ток по цепи: 4 Т1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5
Т1.
Одновременно на выводе 7 Т1 появляется (-) ЭДС
относительно вывода 8, т.е. полярность этой ЭДС оказывается
запирающей для Q2 и он закрывается. Далее вступает в действие
положительная обратная связь (ПОС). Действие ее заключается
в том, что при возрастании тока через участок коллектор-эмиттер
Q1 и витки 5-6 Т1 на обмотке 4-5 Т1 действует возрастающая
ЭДС, которая, создавая дополнительный базовый ток для Q1,
еще в большей степени приоткрывает его. Процесс этот развивается
лавинообразно (очень быстро) и приводит к полному открыванию
Q1 и запиранию Q2. Через открытый Q1 и первичную обмотку 1-2
силового импульсного трансформатора Т2 начинает протекать
линейно нарастающий ток, что вызывает появление импульса ЭДС
взаимоиндукции на всех обмотках Т2. Импульс с обмотки 7-5
Т2 заряжает накопительную емкость С22. На С22 появляется напряжение,
которое подается в качестве питающего на вывод 12 управляющей
микросхемы IC1 типа TL494 и на согласующий каскад. Микросхема
запускается и генерирует на своих выводах 11, 8 прямоугольные
последовательности импульсов, которыми через согласующий каскад
(Q3, Q4, Т1) начинают переключаться силовые ключи Q1, Q2.
На всех обмотках силового трансформатора Т2 появляются импульсные
ЭДС номинального уровня. При этом ЭДС с обмоток 3-5 и 7-5
постоянно подпитывают С22, поддерживая на нем неизменный уровень
напряжения (около +27В). Другими словами, микросхема по кольцу
обратной связи начинает запи-тывать сама себя (самоподпитка).
Блок выходит на рабочий режим. Напряжение питания микросхемы
и согласующего каскада является вспомогательным, действует
только внутри блока и обычно называется Upom.
Эта схема может иметь некоторые разновидности,
как например в импульсном блоке питания LPS-02-150XT (производство
Тайвань) для компьютера Мазовия СМ1914 (рис.15). В этой схеме
начальный толчок для развития процесса запуска получается
с помощью отдельного однополупериодного выпрямителя D1, С7,
который запитывает в первый положительный полупериод сети
базовый для силовых ключей резистивный делитель. Это ускоряет
процесс запуска, т.к. первоначальное отпирание одного из ключей
происходит параллельно с зарядкой сглаживающих конденсаторов
большой емкости. В остальном схема работает аналогично рассмотренной
выше.
Рисунок 15. Схема запуска с самовозбуждением
в импульсном блоке питания LPS-02-150XT
Такая схема используется, например, в ИБП PS-200B фирмы LING
YIN GROUP (Тайвань).
Первичная обмотка специального пускового трансформатора
Т1 включается на половинное напряжение сети (при номинале
220В) либо на полное (при номинале 110В). Это делается из
тех соображений, чтобы амплитуда переменного напряжения на
вторичной обмотке Т1 не зависела бы от номинала питающей сети.
Через первичную обмотку Т1 при включении ИБП в сеть протекает
переменный ток. На вторичной обмотке 3-4 Т1 поэтому наводится
переменная синусоидальная ЭДС с частотой питающей сети. Ток,
протекающий под воздействием этой ЭДС, выпрямляется специальной
мостовой схемой на диодах D3-D6 и сглаживается конденсатором
С26. На С26 выделяется постоянное напряжение около 10-11В,
которое подается в качестве питающего на вывод 12 управляющей
микросхемы U1 типа TL494 и на согласующий каскад. Параллельно
с этим процессом происходит заряд конденсаторов сглаживающего
фильтра. Поэтому к моменту подачи питания на микросхему силовой
каскад также оказывается запитанным. Микросхема запускается
и начинает генерировать на своих выводах 8, 11 последовательности
прямоугольных импульсов, которыми через согласующий каскад
начинают переключаться силовые ключи. В результате появляются
выходные напряжения блока. После выхода на режим самоподпитка
микросхемы производится с шины выходного напряжения +12В через
развязывающий диод D8. Так как это напряжение самоподпитки
немного превышает выходное напряжение выпрямителя D3-D5, то
диоды этого пускового выпрямителя запираются, и он в дальнейшем
не влияет на работу схемы.
Необходимость обратной связи через диод D8 не
является обязательной. В схемах некоторых ИБП, где применяется
принудительное возбуждение, такая связь отсутствует. Управляющая
микросхема и согласующий каскад в течение всего времени работы
запитываются с выхода пускового выпрямителя. Однако уровень
пульсации на шине Upom в этом случае получается несколько
большим, чем в случае питания микросхемы с шины выходного
напряжения +12В.
Подводя итог описания схем запуска, можно отметить
основные особенности их построения. В схеме с самовозбуждением
производится первоначальное переключение силовых транзисторов,
результатом чего является появление напряжения питания микросхемы
Upom. В схеме с принудительным возбуждением сначала получают
Upom, а уже как результат - переключение силовых транзисторов.
Кроме того, в схемах с самовозбуждением напряжение Upom обычно
имеет уровень около +26В, а в схемах с принудительным возбуждением
- около +12В.
Схема с принудительным возбуждением (с отдельным
трансформатором) приведена на рис.16.
Рисунок 16. Схема запуска с принудительным возбуждением
импульсного блока питания PS-200B (LING YIN GROUP).
СОГЛАСУЮЩИЙ КАСКАД
Для согласования и развязки мощного выходного каскада от
маломощных цепей управления служит согласующий каскад.
Практические схемы построения согласующего каскада
в различных ИБП можно разделить на два основных варианта:
транзисторный вариант, где в качестве ключей
используются внешние транзисторы в дискретном исполнении;
бестранзисторный вариант, где в качестве ключей
используются выходные транзисторы самой управляющей микросхемы
VT1, VT2 (в интегральном исполнении).
Кроме того, еще одним признаком, по которому
можно классифицировать согласующие каскады, является способ
управления силовыми транзисторами полумостового инвертора.
По этому признаку все согласующие каскады можно разделить
на:
каскады с общим управлением, где управление
обоими силовыми транзисторами производится с помощью одного
общего для них управляющего трансформатора, который имеет
одну первичную и две вторичные обмотки;
каскады с раздельным управлением, где управление
каждым из силовых транзисторов производится с помощью отдельного
трансформатора, т.е. в согласующем каскаде имеется два управляющих
трансформатора.
Исходя из обеих классификаций согласующий каскад
может быть выполнен одним из четырех способов:
транзисторный с общим управлением;
транзисторный с раздельным управлением;
бестранзисторный с общим управлением;
бестранзисторный с раздельным управлением.
Транзисторные каскады с раздельным управлением
применяются редко, либо вообще не применяются. Авторам не
довелось столкнуться с таким вариантом исполнения согласующего
каскада. Остальные три варианта встречаются более или менее
часто.
Во всех вариантах связь с силовым каскадом осуществляется
трансформаторным способом.
При этом трансформатор выполняет две основные
функции: усиления управляющего сигнала по току (за счет ослабления
по напряжению) и гальванической развязки. Гальваническая развязка
необходима потому, что управляющая микросхема и согласующий
каскад находятся на вторичной стороне, а силовой каскад -
на первичной стороне ИБП.
Рассмотрим работу каждого из упомянутых вариантов
согласующего каскада на конкретных примерах.
В транзисторной схеме с общим управлением в
качестве согласующего каскада используется двухтактный трансформаторный
предварительный усилитель мощности на транзисторах Q3 и Q4
(рис.17).
Рисунок 17. Согласующий каскад импульсного блока питания KYP-150W
(транзисторная схема с общим управлением).
Рисунок 18. Реальная форма импульсов на коллекторах
Токи через диоды D7 и D9, протекающие под воздействием
магнитной энергии, запасенной в сердечнике DT, имеют вид спадающей
экспоненты. В сердечнике DT во время протекания токов через
диоды D7 и D9 действует изменяющийся (спадающий) магнитный
поток, что и обуславливает появление импульсов ЭДС на его
вторичных обмотках.
Диод D8 устраняет влияние согласующего каскада
на управляющую микросхему через общую шину питания.
Другая разновидность транзисторного согласующего
каскада с общим управлением используется в импульсном блоке
питания ESAN ESP-1003R (рис.19). Первой особенностью этого
варианта является то, что выходные транзисторы VT1, VT2 микросхемы
включены как эмиттерные повторители. Выходные сигналы снимаются
с выводов 9, 10 микросхемы. Резисторы R17, R16 и R15, R14
являются эмиттер-ными нагрузками транзисторов VT1 и VT2 соответственно.
Эти же резисторы образуют базовые делители для транзисторов
Q3, Q4, которые работают в ключевом режиме. Емкости С13 и
С12 являются форсирующими и способствуют ускорению процессов
переключения транзисторов Q3, Q4. Второй характерной особенностью
этого каскада является то, что первичная обмотка управляющего
трансформатора DT не имеет вывода от средней точки и подключена
между коллекторами транзисторов Q3, Q4. Когда выходной транзистор
VT1 управляющей микросхемы открывается, то оказывается запитан
напряжением Upom базовый для транзистора Q3 делитель R17,
R16. Поэтому через управляющий переход Q3 протекает ток, и
он открывается. Ускорению этого процесса способствует форсирующая
емкость С13, которая обеспечивает подачу в базу Q3 отпирающего
тока, в 2-2,5 раза превышающего установившееся значение. Результатом
открывания Q3 является то, что первичная обмотка 1-2 DT своим
выводом 1 оказывается подключена к корпусу. Так как второй
транзистор Q4 заперт, то через первичную обмотку DT начинает
протекать нарастающий ток по цепи: Upom - R11 - 2-1 DT - к-э
Q3 - корпус.
Рисунок 19. Согласующий каскад импульсного блока питания ESP-1003R
ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторная схема с общим управлением).
На вторичных обмотках 3-4 и 5-6 DT появляются
импульсы ЭДС прямоугольной формы. Направление намотки вторичных
обмоток DT разное. Поэтому один из силовых транзисторов (на
схеме не показано) получит открывающий базовый импульс, а
другой - закрывающий. Когда VT1 управляющей микросхемы резко
закрывается, то вслед за ним также резко закрывается и Q3.
Ускорению процесса закрывания способствует форсирующая емкость
С13, напряжение с которой прикладывается к переходу база-эмиттер
Q3 в закрывающей полярности. Далее длится "мертвая зона",
когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты. Далее открывается
выходной транзистор VT2, а значит оказывается запитанным напряжением
Upom базовый для второго транзистора Q4 делитель R15, R14.
Поэтому Q4 открывается и первичная обмотка 1-2 DT оказывается
подключена к корпусу другим своим концом (выводом 2), поэтому
через нее начинает протекать нарастающий ток противоположного
предыдущему случаю направления по цепи: Upom -R10- 1-2 DT
- к-э Q4 - "корпус".
Поэтому полярность импульсов на вторичных обмотках
DT меняется, и открывающий импульс получит второй силовой
транзистор, а на базе первого будет действовать импульс закрывающей
полярности. Когда VT2 управляющей микросхемы резко закрывается,
то вслед за ним также резко закрывается Q4 (с помощью форсирующей
емкости С12). Далее опять длится "мертвая зона",
после чего процессы повторяются.
Таким образом, основная идея, заложенная в работу
этого каскада, заключается в том, что переменный магнитный
поток в сердечнике DT удается получить благодаря тому, что
первичная обмотка DT подключается к корпусу то одним, то другим
своим концом. Поэтому через нее протекает переменный ток без
постоянной составляющей при однополярном питании.
В бестранзисторных вариантах согласующих каскадов
ИБП в качестве транзисторов согласующего каскада, как это
было отмечено ранее, используются выходные транзисторы VT1,
VT2 управляющей микросхемы. В этом случае дискретные транзисторы
согласующего каскада отсутствуют.
Бестранзисторная схема с общим управлением используется,
например, в схеме ИБП PS-200В. Выходные транзисторы микросхемы
VT1, VT2 нагружаются по коллекторам первичными полуобмотками
трансформатора DT (рис.20). Питание подается в среднюю точку
первичной обмотки DT.
Рисунок 20. Согласующий каскад импульсного блока питания PS-200B
(бестранзисторная схема с общим управлением).
Когда открывается транзистор VT1, то нарастающий
ток протекает через этот транзистор и полуобмотку 1-2 управляющего
трансформатора DT. На вторичных обмотках DT появляются управляющие
импульсы, имеющие такую полярность, что один из силовых транзисторов
инвертора открывается, а другой закрывается. По окончании
импульса VT1 резко закрывается, ток через полуобмотку 1-2
DT перестает протекать, поэтому исчезает ЭДС на вторичных
обмотках DT, что приводит к закрыванию силовых транзисторов.
Далее длится "мертвая зона", когда оба выходных
транзистора VT1, VT2 микросхемы закрыты, и ток через первичную
обмотку DT не протекает. Далее открывается транзистор VT2,
и ток, нарастая во времени, протекает через этот транзистор
и полуобмотку 2-3 DT. Магнитный поток, создаваемый этим током
в сердечнике DT, имеет противоположное предыдущему случаю
направление. Поэтому на вторичных обмотках DT наводятся ЭДС
противоположной предыдущему случаю полярности. В результате
открывается второй транзистор полумостового инвертора, а на
базе первого импульс имеет закрывающую его полярность. Когда
VT2 управляющей микросхемы закрывается, ток через него и первичную
обмотку DT прекращается. Поэтому исчезают ЭДС на вторичных
обмотках DT, и силовые транзисторы инвертора вновь оказываются
закрыты. Далее опять длится "мертвая зона", после
чего процессы повторяются.
Основная идея построения этого каскада заключается
в том, что переменный магнитный поток в сердечнике управляющего
трансформатора удается получить благодаря подаче питания в
среднюю точку первичной обмотки этого трансформатора. Поэтому
токи протекают через полуобмотки с одинаковым числом витков
в разных направлениях. Когда оба выходных транзистора микросхемы
закрыты ("мертвые зоны"), магнитный поток в сердечнике
DT равен 0. Поочередное открывание транзисторов вызывает поочередное
появление магнитного потока то одной, то другой полуобмотки.
Результирующий магнитный поток в сердечнике получается переменным.
Последняя из указанных разновидностей (бестранзисторная
схема с раздельным управлением) используется, например, в
ИБП компьютера Appis (Перу). В этой схеме имеется два управляющих
трансформатора DT1, DT2, первичные полуобмотки которых являются
коллекторными нагрузками для выходных транзисторов микросхемы
(рис.21). В этой схеме управление каждым из двух силовых ключей
осуществляется через отдельный трансформатор. Питание подается
на коллекторы выходных транзисторов микросхемы с общей шины
Upom через средние точки первичных обмоток управляющих трансформаторов
DT1, DT2.
Диоды D9, D10 с соответствующими частями первичных
обмоток DT1, DT2 образуют схемы размагничивания сердечников.
Остановимся на этом вопросе подробнее.
Рисунок 21. Согласующий каскад импульсного блока питания "Appis"
(бестранзисторная схема с раздельным управлением).
Согласующий каскад (рис.21) по сути представляет
собой два независимых однотактных прямоходовых преобразователя,
т.к. открывающий ток протекает в базу силового транзистора
во время открытого состояния согласующего транзистора, т.е.
согласующий и связанный с ним через трансформатор силовой
транзистор открыты одновременно. При этом оба импульсных трансформатора
DT1, DT2 работают с постоянной составляющей тока первичной
обмотки, т.е. с вынужденным подмагничиванием. Если не предусмотреть
специальных мер по размагничиванию сердечников, то они войдут
в магнитное насыщение за несколько периодов работы преобразователя,
что приведет к значительному уменьшению индуктивности первичных
обмоток и выходу из строя переключающих транзисторов VT1,
VT2. Рассмотрим процессы, протекающие в преобразователе на
транзисторе VT1 и трансформаторе DT1. Когда транзистор VT1
открывается, через него и первичную обмотку 1-2 DT1 протекает
линейно нарастающий ток по цепи: Upom -2-1 DT1 - к-э VT1 -
"корпус".
Когда отпирающий импульс на базе VT1 заканчивается,
он резко закрывается. Ток через обмотку 1-2 DT1 прекращается.
Однако ЭДС на размагничивающей обмотке 2-3 DT1 при этом меняет
полярность, и через эту обмотку и диод D10 протекает размагничивающий
сердечник DT1 ток по цепи: 2 DT1 - Upom - С9- "корпус"-
D10-3DT1.
Ток этот - линейно спадающий, т.е. производная
магнитного потока через сердечник DT1 меняет знак, и сердечник
размагничивается. Таким образом во время этого обратного такта
происходит возврат избыточной энергии, запасенной в сердечнике
DT1 за время открытого состояния транзистора VT1, в источник
(подзаряжается накопительный конденсатор С9 шины Upom).
Однако такой вариант реализации согласующего
каскада наименее предпочтителен, т.к. оба трансформатора DT1,
DT2 работают с недоиспользованием по индукции и с постоянной
составляющей тока первичной обмотки. Перемаг-ничивание сердечников
DT1, DT2 происходит по частному циклу, охватывающему только
положительные значения индукции. Магнитные потоки в сердечниках
из-за этого получаются пульсирующими, т.е. содержат постоянную
составляющую. Это приводит к завышенным массогабарит-ным показателям
трансформаторов DT1, DT2 и, кроме того, по сравнению с другими
вариантами согласующего каскада, здесь требуется два трансформатора
вместо одного.
Загрузка...